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高频开关电源浪涌抑制器应用
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高频开关电源浪涌抑制器应用

作者:admin   发布日期:2018-11-08 18:13   信息来源:http://www.nh08.cn/

高频开关电源浪涌抑制器可保护负载免遭高压瞬变的损坏。通过控制一个外部N沟道MOSFET的栅极,高频开关电源可在过压瞬变过程中调节输出。在MOSFET两端承载过压的情况下,负载可以保持运作状态。在返回线路中布设一个电阻器可隔离高频开关电源,并允许其随电源向上浮动;因此,输出电压的上限仅取决于高值电阻器的可用性和MOSFET的额定规格。

一个可调的过压定时器能在浪涌期间避免损坏MOSFET,而一个附加的9s定时器则为MOSFET提供了冷却周期。停机引脚负责在停机期间将静态电流减小至14A以下。在 一个故障发生之后,高频开关电源-1将锁断,而高频开关电源-2则将执行自动重试操作。

 

LTC4366引脚图LTC4366引脚图

高频开关电源引脚图

 

引脚功能:

BASE:用于外部PNP并联稳压器的基极驱动器输出。该引脚连接至一个内部6.2V齐纳二极管(其负极接至OUT引脚) 的正极。在期望较低的静态电流但禁止使用一个较大的VSS电阻器时,将一个外部PNP的基极连接至该引脚 (此PNP 的集电极接地,而发射极则连接至 VSS)。不用时 把该引脚连接至 VSS。裸露焊盘:裸露衬垫可以置于开路状态或连接至 VSS

 

FB:过压调节放大器反馈输入。把该引脚连接至一个位于OUT和地之间的外部阻性分压器。过压调节放大器负责控 制外部N沟道MOSFET的栅极,以把FB引脚电压调节在OUT以下1.23V。在发生快速过压的情况下,过压放大器将启动 GATE引脚上的一个200mA下拉电流源。

 

GATE:用于外部N沟道MOSFET的栅极驱动。在启动期间,一个内部7.5 A电流源从VDD引脚对外部N沟道MOSFET的栅极充电。当OUT电压高出VSS 达4.75V时,充电泵将完成GATE的充电(比OUT高12V的电压)。在发生快速过压的情况下,先启动一个位于GATE和OUT之间的200mA下拉电流源,然后由过压调节放大器来调节GATE引脚电压。

 

O U T :充电泵和过压调节放大器电源电压。用于从MOSFET源极供电的浮动电路之电源输入。当OUT电压高于 4.75V (UVLO2) 时,充电泵将接通并从该引脚吸取功率。当OUT超过2.55V(UVLO1)时,它被用作过压调节放大器的一个电源和基准输入。此引脚被箝位于5.7V并 需要一个0.22 F或更大的电容器以旁路至VSS引脚。

 

SD:停机比较器输入。不用时将此引脚连接至 VDD。把该 引脚连接至一个受限的下拉电流 (此电流通过增设一个 与晶体管漏极开路或集电极开路相串联的电阻器产生)。 启动外部下拉电流源将抽走内部 1.6 A 上拉电流源,可以 使SD引脚电压越过停机门限。该门限被定义为 VDD – 1.5V,且具有一个 280mV 迟滞。为避免误触发,该引脚 必须持续处于上述门限以下达700 s以启动停机状态。停机状态可把总静态电流 (IVDD + IOUT) 减小至20A 以下。 该静态电流不包括 VDD、OUT 和BASE稳压器中的分路电流。在高频开关电源发生故障之后,器件置于停机模式并将清除故障和允许恢复工作。在9s的冷却周期中清除故障将可缩短高频开关电源-2(自动重试)版本的冷却时间。

 

TIMER:定时器输入。将该引脚置于开路,过压调节时间1s,然后故障关断。在该引脚和VSS之间连接一个电容器,以设定一个用于在开关断开之前进行过压调节时间278ms/F。高频开关电源-2版本固化一个9s的冷却周期并后重新起动。

 

VDD:启动电源。用于7.5 A启动电流源(它负责给外部N沟道MOSFET的栅极充电)的电源输入。该引脚还用于为在外部MOSFET关断时处于运行状态的定时器和逻辑电路供电。此引脚被箝位在VSS+12V。不要使用一个电容器对该引脚进行旁路。

 

VSS:器件回线和衬底。TIMER和OUT引脚上的电容器应回接至该引脚。

 

简化示意图

 

工作原理

简化示意图描绘了三种操作状态:起动、运行和调节模式。先前的浪涌抑制器件由输入电源供电,因此所能承受 的浪涌电压被限制为器件输入引脚的击穿电压。如运行模 式和调节模式所示,该器件的大部分电路都由输出供电, 于是MOSFET将浪涌与器件的电源引脚隔离开来。这允许用于浪涌电压高至外MOSFET的击穿电压。在起动模式中,一个15A涓流电流流过RIN,其中一半的电流用于给栅极充电,而另一半电流则用作偏置电流。当GATE引脚充电时,外部MOSFET导通从而上拉OUT引脚电压。这将导致器件进入运行模式,此时输出电压之高足以成为充电泵的电源电压。充电泵随后用于对栅极进行充分的充电 (达到高于源极电压达12V)。由于输出电压等于输入电压,因此有必要保护负载免遭输入电源过压的损坏。在调节模式中,使用一个1.23V 基准作为过压调节放大器参考。如果上方反馈电阻器 RFB1两端的电压降超过1.23V,则调节放大器将拉低栅极电压以把 RFB1电压回调至1.23V。因此,输出电压的箝位通过设定RFB1和RFB2之间的适当比值来实现。

 

例如:倘若输出电压被调节在100V,则RFB2两端的电压降为98.77V。假如齐纳二极管Z3为5.7V,那么RSS两端的电压降为94.3V。因此,当输出位于一个高电压时,大部分的电压将降落在两个电阻器RFB2和RSS的两 端。这说明了 高频开关电源的输出电压是怎样随电源向上浮动的。可调型三端稳压器 (例如:LT1085和LM117) 也基于这种设计思想。功能示意图描绘了实际的电路。VDD引脚上的一个外部RIN电阻器用于给12V并联稳压器加电,该稳压器随后使 逻辑电源VCC上电。在确认处于开机运行状态之后,从VDD以一个7.5 A电流来给GATE引脚充电。这是起动模式。当OUT至VSS电压超过2.55V UVLO1门限时,启用过压放大器。接着,4.75V UVLO2门限被越过,充电泵接通。充电泵以 20 A 的电流将 GATE 引脚充电至其终值,即高于OUT电压达12V(由 Z4 对其实施箝位)。这使得 能够对位于 OUT 和 VSS 之间的电容器进行充电,直到被 Z3 箝位至 5.7V 为止。在此运行模式中,MOSFET被配置为一个低电阻传输晶体管,而且MOSFET中的电压降和功率耗散极少。

 

此时,上电后的高频开关电源做好了保护负载免遭过压瞬变 损坏的准备。过压调节放大器通过检测FB引脚相对于OUT 引脚的电压 (RFB1两端的压降) 来监视OUT和地之间的负载电压。在过压情况下,OUT引脚电压上升,直到放大器驱动M1栅极以调节和限制输出电压为止。这是调节模式。

 

在调节期间,剩余的电压降落在MOSFET的两端。为防止MOSFET发生过热,高频开关电源采用TIMER引脚来限制过压调节时间。TIMER引脚以9A的电流充电,直到该引脚的电压超过2.8V为止。在该点上设定一个过压故障,MOSFET被关断,而且器件进入一个9秒的冷却周期。逻辑和定时器模块在冷却周期中处于运行状态,而GATE引脚电压则被拉至OUT。

 

在SD引脚变换至低电平并随后变换至高电平之前,该器 件的锁断版本 高频开关电源-1 将处于故障模式。当故障模式 被清除时,允许GATE重新接通MOSFET。自动重试版本高频开关电源-2则在等待9秒之后清除故障模式并重新起动。

 

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1.高频开关电源浪涌抑制器入门简介

摘 要:一个可调的过压定时器能在浪涌期间避免损坏MOSFET,而一个附加的 9s 定时器则为MOSFET提供了冷却周期。停机引脚负责在停机期间将静态电流减小至14 A以下。在 一个故障发生之后,高频开关电源-1将锁断,而高频开关电源-2则将执行自动重试操作。

 

3.高频开关电源高压浪涌抑制器应用深入讲解(独家收录)

摘 要:高频开关电源浪涌抑制器可保护负载免遭高压瞬变的损坏。通过控制一个外部N沟道MOSFET的栅极,高频开关电源可在过压瞬变过程中调节输出。在 MOSFET两端承载过压的情况下,负载可以保持运作状态。本文详细介绍了高频开关电源的原理、工作过程分析和操作时序。

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